如何实现高能效比电容供电电路以及电子线路CAD在高频电路分析中的挑战

时间:2019-6-10 分享到:

如何实现高能效比电容供电电路以及电子线路CAD在高频电路分析中的挑战

从设计角度看,超级电容和电池的根本区别在于电容器在充/放电周期发生的显著电压变化。充电时,理论上,电容器的电压从零上升到其最高额定电压,而电池的端电压在其工作周期中变化很小。超级电容是电子电容器的一个子集。可通过下式得出能从超级电容放电周期中(放电周期是指电容器的端电压从其最大值VMAX变为最低工作电压VMIN的过程)获得的有效能量EEFF:

EEFF = 1/2 &TImes; C &TImes; ( V2MAX – V2MIN) (1)

相应地,有效能量比(EER)可定义为:

EEFF/ EMAX = 1–(VMIN/VMAX)2 (2)

其中EMAX代表电容器存储的总能量。等式2明确表明,随着我们通过减少电容器内的驻留电能,而降低了被供电电路的最低工作电压VMIN,有效能效比可获得极大地提升。对任何以电容供电的电路来说,能效比都是一个非常重要的设计考虑。

 

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当电路内电子器件的最低工作电压VMIN从3.6V降为1V时,能效比从48%提高到96%。因此,对于电容供电电路的设计来说,“挤压器件的工作电压”是首先要考虑的问题。

使用超低功率DC/DC升压转换器(如参考文献2所述的无电感型转换器,其工作电压可低至0.7 V)可实现该目标,但它可能会增加设计成本和功耗。另一种选择是使用针对超低电压器件工作而研制的专用设计技术。

参考文献3介绍的就是这样一种低压电路设计的好例子。建议采用的微功率、超低电压、全频、无二极管整流器就非常适合电容供电的电路(图2)。

 

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图2:最简单的无二极管精精密全波整流器采用单个轨至轨运算放大器和三个匹配的电阻。

为把握电路的工作原理,请务必注意:运算放大器工作在单电源模式。若将正信号加到输入端(VIN> 0),运算放大器的输出就变为零,此时整个电路实际上转变成一个简单的由三个电阻(R1、R2和R3)串联的无源网络。当输入信号为负时,运算放大器恢复“正常线性状态”并作为常规反相放大器工作。为产生对称的正半波和负半波输出,R1、R2和R3的值必须要满足如下条件:

R1 &TImes; R3 = R2 &TImes; (R1 + R2 + R3) (3)

在满足等式3的条件下,电路在点2具有1/2的增益。可添加一个增益为2的非反相放大器以得到一致的整体增益,从而实现工作等式VOUT=|VIN|。

该电路具有一定局限性:其正负半波的输入阻抗不同。理论上,正半波的阻抗是R1+R2+R3,而负半波的仅为R1。此外,运算放大器的输入寄生电容(CP)会影响交流工作模式,尤其是在高频范围。(交流性能的详细分析远远超出了本文范围。我建议在实际设计中采用Spice仿真)。

 

如何实现高能效比电容供电电路以及电子线路CAD在高频电路分析中的挑战

 

该电路可采用多种轨至轨微功率运算放大器,例如:美国国家半导体的双LM*2(VMIN= 1.8 V);美信集成产品的双MAX 4289(VMIN=1.0V);或相似类型的产品。

由于典型的硅二极管具有约0.6V的正向压降,因此其输出动态范围要从电源电压中减去这0.6V。在构建电容供电电路(其中电路电源电压应尽可能的低)时,这一考虑已变得相当重要。基于这个原因,建议采用的无二极管设计方案更适合电容供电模式。它节省了宝贵的0.6V电压(考虑到运算放大器可工作在1V的这种可能性,0.6V的确非常有价值),从而降低了电路的最低工作电压,进而提高了方案的整体能效比。

 

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由于RF电路的工作频率不断提升,片式电感在应用方面的性能特点发生了明显变化,已经开始显现出低端微波频段的工作特性。因此,为有效提升片式电感的电性参数,改善RF电路性能,必须进一步分析其低频特性与高频特性的不同规律。

另一方面,不断推陈出新的通信系统(GSM、CDMA、PCS、3G…)使得片式电感的工作频率逐步达到了2GHz甚至更高。因此,以传统的集中参数电路理论对片式电感器件进行阻抗分析,则显现出越来越明显的局限性。探索适合高频条件下的工程分析手段也已成为片式电感研发、生产、分析和应用的重要课题。

 

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阻抗分析

电感的物理意义是利用导电线圈储存交变磁场能量,而在实际电路应用中,电感器件的主要作用则是向电路提供所需的感性阻抗,在与其他相关元件配合下完成相应的电路功能(匹配、滤波、振荡等)。常见的片式电感器件包括叠层片式、绕线片式、光刻薄膜等形式,其生产工艺和内电极结构均有所不同。但在中低频率条件下,由于信号波长远大于器件尺寸,器件的电路响应受内电极结构的影响较小,通常都可以采用集中参数等效模型(见图一)对片式电感的阻抗特性予以近似分析。据此可推导出常用电性能参数的函数式。

导纳函数

Y(j )=({1}over{R_{O}}+{r}over{r^{2}+ ^{2}L^{2}_{O}})+j( C_{O}-{ L_{O}}over{r^{2}+ ^{2}L^{2}_{o}})

则阻抗函数

Z(j )={1}over{Y(j )}=R( )+j ( )

可近似导出阻抗

Z( )=sqrt{R^{2}( )+ ^{2}( )}

={ L_{O}}oversqrt{({ L_{O}}over{R_{O}}+{r}over{ L_{O}})^{2}+(1-{ ^{2}}over{SRF^{2}})^{2}}

电感量

L( )={ ( )}over{ }={L_{O}(1-{ ^{2}}over{SRF^{2}})}over{({{ L_{O}}over{R_{O}}+{r}over{ L_{O}})^{2}+(1-{ ^{2}}over{SRF^{2}})^{2}}

品质因素

Q( )={ ( )}over{R( )}={(1-{ ^{2}}over{SRF^{2}})}over{({ L_{O}}over{R_{O}}+{r}over{ L_{o}})}

其中

SRF={1}over{2 sqrt{L_{O}C_{O}}}

=2 F

由这些函数表达式不难归纳出:

(1)在工作频率低于自谐频率SRF时,片式电感的阻抗特性非常接近理想电感而呈现较好的线性特性,品质因素Q也较高,因此通常以此确定电感的额定工作频段;

(2)在电感量L0为额定值时,提高自谐频率SRF的唯一方法是减小寄生电容C0;

(3)在低频工作区,降低内电极电阻r将有效提升品质因素Q值,而在高频工作区,减小电磁漏损(增大R0)对Q值的提高则更为显著;

(4)当工作频率 高于自谐频率SRF时,片式电感呈现出容性阻抗特性。

通常应用中,利用阻抗分析仪检测片式电感端电极间的Z( )、L( )、Q( )等参数,即可准确反映出工作频率下实际电路的响应特性,据此可进行准确的电路设计与器件选择。作为比较,图2中列出相同规格的高频电感(SGHI1608H100N)与铁氧体电感(SGMI1608M100N)的L(f)、Q(f)参数曲线,显然高频电感有更高的自谐频率和线性工作频段,而铁氧体电感则有较高的Q值。

高频分析

当工作频率较高(2GHz左右)时,信号波长逐渐可以与器件尺寸相比拟。片式电感的阻抗呈现出明显的分布特性,即不同的参考位置存在不同阻抗。图1所示的分析模型已不适合用以描述高频工作的电感器件。在高频条件下,器件的电路响应可随其尺寸和空间结构的不同而发生相应变化,常规的阻抗测量参数已不能准确反映实际电路中的响应特性。以某型号移动手机RF功放电路为例,其中两款用于阻抗匹配的高频电感(工作频率1.9GHz)均采用光刻薄膜式电感,若以相同规格及精度,但Q值明显较高的叠层片式电感(测量仪器 HP-4291B)予以取代,其结果却是电路传输增益下降近10%。说明电路匹配状态下降,用低频分析方法显然无法准确解释高频应用问题,仅仅关注L( )和Q( )对片式电感的高频分析是不适宜的,至少是不够的。

电磁场理论在工程中常用来分析具有分布特性的高频应用问题。通常在利用阻抗分析仪(HP-4291B)对片式电感进行的测量中,可通过夹具补偿和仪器校准等手段将测量精度提高到 0.1nH左右,理论上足以保证电路设计所需的精度要求。但不容忽视的问题是,此时的测量结果仅仅反映了匹配状态下(测量夹具设计为精确匹配)电感器件端电极界面之间的参数性能,对电感器件的内部电磁分布情况和外部电磁环境要求却未能反映出来。相同测试参数的电感可能因内电极结构不同而存在完全不同的电磁分布状态,在高频条件下,片式电感的实际电路应用环境(近似匹配、密集贴装、PCB分布影响)与测试环境往往有差异,极易产生各种复杂的近场反射而发生实际响应参数(L、Q)的微量变化。对RF电路中的低感值电感,这种影响是不容忽视的,我们把这种影响称之为“分布影响”。

高频电路(包括高速数字电路)设计中,基于电路性能、器件选择和电磁兼容等因素的考虑,通常是以网络散射分析(S参数)、信号完整性分析、电磁仿真分析、电路仿真分析等手段,来综合考量实际电路系统的工作性能。针对片式电感器件的“分布影响”问题,一个可行的解决方案是对电感器件进行结构性电磁仿真并精确提取相应的SPICE电路模型参数,作为电路设计的依据,以此有效减小电感器件在高频设计应用中的误差影响。国外(日本)主要元器件企业的片式电感产品技术参数大多包含有S参数,通常可用于精确的高频应用分析。

电路应用

在高频电路中比较常用的片式电感有光刻薄膜电感、片式绕线电感和叠层片式电感三种。由于内电极的结构特点有明显不同,即使参数规格相同情况下,其电路响应却不尽相同。实际电路应用中对电感器件的选择有一定规律和特点,在此可略作归纳如下:

阻抗匹配:射频电路(RF)通常由高放(LNA)、本振(LO)、混频(MIX)、功放(PA)、滤波(BPF/LPF)等基本电路单元构成。在特性阻抗各不相同的单元电路之间,高频信号需要低损耗耦合传输,阻抗匹配成为必不可少。典型方案是利用电感与电容组合为“倒L”或“T”型匹配电路,对其中的片式电感,匹配性能的好坏很大程度是取决于电感量L的精确度,其次才是品质因素Q的高低。在工作频率较高时,往往使用光刻薄膜电感来确保高精度的L。其内电极集中于同一层面,磁场分布集中,能确保装贴后的器件参数变化不大。

谐振放大:典型的高频放大电路通常采用谐振回路作为输出负载。对其增益和信噪比等主要性能参数来说,片式电感的品质因素Q成为关键。L的少许误差影响可由多种电路形式予以补偿和修正,因而多采用绕线片式电感和叠层片式电感,对工作频率下的Q值要求较高。而薄膜片式电感无论是价格还是性能在此都不适合。

本地振荡:本振电路(LO)必须由含振荡回路的放大电路构成,通常是以VCO-PLL的形式向RF电路提供精确的参考频率,因此本振信号的质量直接影响着电路系统的关键性能。振荡回路中的电感必须具有极高的Q值和稳定度,以确保本振信号的纯净、稳定。由于石英晶体具有相对较宽的阻抗动态补偿,此时对片式电感的L精度要求并不是首要指标,因此叠层片式电感和绕线片式电感多被用于VCO电路。

高频滤波:低通滤波(LPF)常见于高频电路的供电去耦回路,有效抑制高次谐波在供电回路的传导,额定电流和可靠性是首要关注参数;而带通滤波(BPF)则多用于高频信号的耦合,或同时兼有阻抗匹配的作用。此时插入衰减要尽量小,L、Q是此时的重点参数。综合比较,叠层片式电感最适合这种应用。

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