IGBT驱动器的短路保护测试注意要点和方法以及IGBT栅极升压及其驱动器的设计
IGBT能够承受的短路时间取决于它的饱和压降和短路电流的大小，一般仅为几微秒至几十微秒。短路电流过大不仅使短路承受时间缩短，而且使关断时电流下降率di/dt过大，由于漏感及引线电感的存在，将导致IGBT集电极过电压。该过电压可在器件内部产生锁定效应，使IGBT锁定失效，同时高的过电压会使IGBT击穿。因此，当出现短路过流时，必须采取有效的保护措施。
为了实现IGBT的短路保护，则必须进行过流检测。适用IGBT过流检测的方法，通常是采用霍尔电流传感器直接检测IGBT的电流Ic，然后与设定的阈值比较，用比较器的输出去控制驱动信号的断；或者采用间接电压法，检测过流时IGBT的电压降UCE，因为管压降中含有短路电流信息，过流时UCE增大且基本上为线性关系，检测过流时的UCE并与设定的阈值进行比较，比较器的输出控制IGBT驱动电路的关断。
在短路电流出现时，为了避免关断电流的di/dt过大形成过电压，导致IGBT锁定无效和损坏，以及为了降低电磁干扰，通常采用软降栅压和软关断综合保护技术。在检测到过电流信号后首先是进入降栅保护程序，以降低故障电流的幅值，延长IGBT的短路承受时间。在降栅压动作后，设定一个固定延迟时间，用以判断故障电流的真实性。如在延迟时间内故障消失，则栅压自动恢复；如故障仍然存在，则进入软关断程序，使栅压降至0V以下，关断IGBT的驱动信号。由于在降栅压阶段集电极电流已减小，故软关断时不会出现过大的短路电流下降率和过高的过电压。采用软降栅压及软关断栅极驱动保护，使故障电流的幅值和下降率都能受到限制，过电压降低，IGBT的电流，电压运行轨迹能保证在安全区内。
带保护功能的驱动器和驱动板，用户如要测试正常的静态(不加主电情况下)输出波形，需要注意以下几点：
1、如果功率管IGBT或MOSFET已经连接在电路中了，则加上驱动电源和PWM输入信号，就可以在输出端用示波器看到相应的输出信号。
2、如果功率管没有接，只是在做一个输出测试，那么必须将应接功率管集电极和发射极(或漏极和源极)的两点予以短路才行。因为如果集电极或漏极悬空，那么驱动器或驱动板将认为功率管处于短路状态而启动内部的保护机制，这时看到的将是驱动器输出的保护信号波形，无论是波形形状还是周期都与输入的PWM信号完全不同。
IGBT在应用中要解决的主要问题就是如何在过流、短路和过压的情况下对IGBT实行比较完善的保护。过流故障一般需要稍长的时间才使电源过热，因此对它的保护都由主控制板来解决。过压一般发生在IGBT关断时，较大的di/dt在寄生电感上产生了较高的电压，这需要用缓冲电路来钳制，或者适当降低关断的速率。短路故障发生后瞬时就会产生极大的电流，很快就会损坏IGBT，主控制板的过流保护根本来不及，必须由驱动电路或驱动器立刻加以保护。 因此驱动器的短路保护功能设计的是否完善，对电源的安全运行至关重要。拿到一个驱动电路，使用前先测试一下它的短路保护功能是否完善，是很有必要的。本文介绍两种测试方法。
1、第一种测试方法
图中PWM信号送到驱动器的信号输入端，故障后再启动电容Creset=10nF，Dhv是高反压快恢复管，限流电阻Rlimit=10-100R，电容 C=10-470uF。示波器可在驱动器的输入和输出端监测。如果不接Creset，则驱动器输出端输出的是约1ms的脉冲，也就是IGBT每1ms短路一次。考虑到有的IGBT在这种情况下时间长了仍有可能过热烧毁，接入10nF的Creset后，则为约12ms短路一次，保证了IGBT的安全。过流动作阈值设置电阻Rn的选取，请根据所试驱动器说明中的关于Rn的说明和所试验IGBT的正向伏安特性曲线选取合适的阻值。在单管电路的开关电源中，接入适当的Creset后，可以省去通常的短路信号反馈光耦。
2、第二种测试方法
与第一种方法类似，只是不让IGBT始终保持短路，用手工来短路A、B两点。这种短路试验比第一种更严酷，对驱动器的要求也更高，因为手工短路，不可能一下接实，实际是一连串的通断过程。落木源的驱动器可以保证您的IGBT的安全。
注意：实验时一定注意人身安全，最好在工频输入处加一个隔离变压器。
IGBT驱动器的短路保护测试注意要点和方法以及IGBT栅极升压及其驱动器的设计
1. IGBT栅极升压/加强
如果IGBT按照惯例导通，充电电流取决于栅极电阻和栅极驱动电压。首先，在开通阶段，IGBT栅-射极电压为0V或是负电压(由施加在栅极的关断电压决定)，并且充电电流的峰值只受栅极电阻和电感限制。IGBT的输入电容和反向传输电容被充电直至最大电压(一般为15V)。
一种快速达到IGBT阀值电压UCE(TO)的方法是给栅极增压。通过较大的栅极电流，IGBT能更快开通。为了保证续流二极管的软换流，当达到阀值电压时充电过程要立即放缓。通过这种策略可以在不损坏续流二极管的情况下，减小IGBT的开通损耗。事实上，可以选择一个很小的栅极电阻RGon，一旦达到UCE(TO)，立即增大RGon。这个过程称为两级开关。
另一种方法是利用辅助升压电路，如图1所示。当増大栅-射极电压，门电路导通，IGBT栅极电流相应地增加。到达UGE(TO)后，升压(24V)电路被关断，这样IGBT电容由正常的栅极驱动电压(15V)驱动，而栅极电流相应地降低。
图1 有辅助升压电路的IGBT栅极升压
2. 栅极驱动器的设计
栅极驱动器的设计不仅要关注IGBT静态和动态特性，也需要注意相应续流二极管的特性。下文将探讨驱动设计的基本概念。权衡开关特性的影响和整合保护功能等方面的设计将在后面文章讨论。
当选择驱动器时，一个重要的参数是驱动IGBT的最大峰值电流'p¢ak。为此，需要分开考虑开通和关断电流。虽然在很多应用中，开通电流、关断电流都是一致的，但它们要分开计算，并估算出最小的栅极电阻。
可以通过式(1)来估算最大峰值电流，即
(1)式中，Ipeak为驱动器必须提供的峰值电流(A)； UCE,max为用于开通IGBT的正栅极电压(V)；UCE,min为用于关断IGBT的负栅极电压(V)或0；RGint为IGBT内部的栅极电阻(如果存在)(Ω)；RGext为外部栅极电阻(Ω)。
如果IGBT驱动器增加了额外的外部栅-射极电容CG，常用的近似方法是把这个电容等效于内部栅极电阻的短路。因此，RGint在式(1)中应被 置为0。
在实际应用中，计算峰值电流的校正因数为0.7。这是因为驱动器内部阻抗总是存在的，同时也考虑到了寄生电阻和电感的效应。校正因数的推导过程需要考虑以下问题：
在开通和关断时，假设IGBT的内部电容CGE恒定，寄生电感LG和独立的引线电感LGon和LGoff由二阶RLC电路的微分方程推导确定，即
(2)式中，L为栅极路径中电感的总和(H)； RG为外部和内部栅极电阻的总和(Ω)；iG(t)为随时间变化的栅极电流(A)。
栅极路径中不会引起振荡的最小栅极电阻RGmin为
式中，e为自然对数，e=2.71828。
因此对于大的LG，RG(主要是RGon)的值也必须增大，以避免续流一极管的跳变行为。
如果采用不同的栅极电阻RGon和RGoff，所需峰值电流由最小的电阻确定，从而选择驱动器。需要注意的是一些驱动芯片在IGBT开关期间，提供不同的峰值电流。在这种情况下，开关期间的峰值电流都应该加以计算且驱动芯片也要做出相应的选择。图2给出了含寄生元件的驱动级。
如果驱动级的峰值电流能力不足，可以在驱动器的输出和IGBT栅极电阻之同增加一个额外的升压器。当BJT作为升压级时，计算过程如下：
·用式(1)计算所需的峰值电流。需要考虑不同的RGon和RGoff以及一个合适的CG。
·选择合适的NPN和PNP的BJT以及每个升压级的最大电流。当只用一个升压级时，这个电流与以前计算的峰值电流一致。然而，当有多个升压级一起使用时，可以并联。每个升压级提供电流可以由计算的峰值电流除以升压器的数量。
·参照相应的数据手册确定BJT的电流传输比hFE。hFE取决于先前计算的每个升压级的电流。
·计算驱动芯片驱动升压级所需的电流。这个电流取决于电流传输比和电路中升压级的数量。
双极性升压电路的计算示例如图3所示。
